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Inhalt:
 Allgemeines
 Reale Schaltung
 Bauteileauswahl und Dimensionierung
 Messung und Meßergebnisse
 Fazit
 Verwandte Themen:
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 Meßwerte Emitterschaltung (Transistor)
 Meßwerte Katodenbasisschaltung (Röhre)


Allgemeines

In  Sourceschaltung wurde erklärt, wie eine Sourceschaltung rund um einen einzelnen Feldeffekttransistor aufgebaut ist, wie sie funktioniert und wie man sie berechnet. Nun fehlt noch, was sie in der Praxis zu leisten vermag. An einem exemplarischen Beispiel werden daher nachfolgend Meßergebisse aus der Praxis dargestellt. Dabei geht es ausschließlich um die Audioeigenschaften d.h. darum, wieviele Verzerrungen die Sourceschaltung produziert.


Reale Schaltung

Um einzelne Parameter der Sourceschaltung schnell und unkompliziert einstellen zu können, wurde die Standardschaltung gegenüber  Bild 1 der Sourceschaltung leicht abgeändert:

Sourceschaltung mit FET
Bild 1: Source-Schaltung mit Feldeffekt-Transistor

Die Vorspannung wird hierbei durch 3 in Durchlaßrichtung gepolte Dioden stabilisiert, wobei R2 lediglich den Strom durch die Dioden festlegt. Mit dieser Spannung von ca. 2 V wird das Trimmpotentiometer P1 versorgt, sodaß die Spannung am Schleifer und damit die Vorspannug zwischen 0 und ca. 2 V einstellbar ist. Der Kondensator C3 sorgt hierbei für einen niedrigen wechselspannungsmäßigen Innenwiderstand. Diese Vorspannung wird über R1 an die Basis des Transistors geführt. Der Vorteil dieser kleinen Schaltung gegenüber einem simplen Spannungsteiler liegt darin, daß der wirksame Wechselstromwiderstand gegen Masse unabhängig von der eingestellten Spannung immer gleich bleibt (d.h. R1) und sich nicht je nach Potentiometerstellung ändert.

Warum eine positive Vorspannung, wo doch Sperrschicht-Feldeffekttransistoren eine negative Gate-Source-Spannung benötigen? Die Antwort liegt darin, daß man bei modernen FETs hoher Steilheit den Sourcewiderstand relativ groß dimensionieren muß, um die Verstärkung auf das gewünschte Maß abzusenken. Dadurch würde der Drain-/Sourcestrom aber sehr kleine Werte annehmen. Man kann durch Anlegen einer positiven Vorspannung an den Gateanschluß erreichen, daß die Spannungsdifferenz zwischen Gate und Source nicht mehr ganz so hohe negative Werte annimmt. Dadurch kann man neben der gewünschten Verstärkung auch den gewünschten Drain- bzw. Sourcestrom einstellen.


Bauteileauswahl und Dimensionierung

Um möglichen Masseproblemen durch die Meßverkabelung in Verbindung mit der Stromversorgung aus dem Weg zu gehen, wurde die Schaltung für Betrieb mit einem sogenannten 9-V-Akku mit einer Nennspannung von 8,4 V ausgelegt. Absolut unkritisch un damit sehr leicht zu dimensionieren ist der Widerstand R2. Für den Meßaufbau wurde ein 1-kΩ-Widerstand verwendet, was einen Strom von etwas mehr als 6 mA ergibt, was ein guter Wert für eine Testschaltung ist; bei einer echten Anwendung für Batteriebetrieb würde man diesen Wert natürlich deutlich reduzieren. P1 wurde mit 2,2 kΩ so dimensioniert, daß er die über die 3 Dioden des Typs 1N4148 erzeugte Referenzspannung nicht zu stark belastet. C3 sorgt für eine gute wechselspannungsmäßige Anbindung von R1 an Masse. Für die reine Funktion der Schaltung ist dieser Elko nicht erforderlich, reduziert aber das Rauschen. Ein 10-μF-Elko ist hierfür absolut ausreichend.

Der Widerstand R1 ist ebenfalls sehr einfach zu dimensionieren: Damit der Signalgenerator bei allen Transistor- und Röhrenschaltungen gleich belastet wird und daher auch das gleiche Verzerrungsverhalten an den Tag legt, wird er mit 5,11 kΩ relativ niederohmig gewählt. Als nächstes wird R3 wie üblich so gewählt, daß bei dem gewünschten Ruhestrom die Ausgangsspannung ungefähr die Hälfte der Betriebsspannung beträgt. Bei einem gewünschten Ruhestrom von ca. 4 mA ergibt sich ein Wert von 1 kΩ. Das Trimmpotentiometer P2 dient dazu, die gewünschte Verstärkung einzustellen. Bei einer gewünschten Verstärkung von v=10 ergibt sich in erster Näherung ein Wert von einem Zehntel des Widerstands R3, also rund 100 Ω. Mit dem nächstgrößeren Normwert 220 Ω hat man einen genügend hohen Einstellbereich, um die Verstärkung exakt einstellen zu können. Da sich beim Verstellen von P2 naturgemäß der Ruhestrom und damit der Arbeitspunkt verschiebt, kann man diesen ebenso schnell mit P1 korrigieren.

Da die Testfrequenzen für die Messungen 100 Hz und mehr betragen, ist eine untere Grenzfrequenz von 30 Hz mehr als ausreichend. Insofern ist ein Wert von 1 μF für C1 ausreichend. Der Wert von C2 richtet sich nach dem Eingangswiderstand der nachfolgendne Stufe und betrug für die Messung ebenfalls 1 μF.

Als Transistor T1 wurde der Typ 2SK170 verwendet. Dabei handelt es sich um einen preisgünstigen (Stand Feb. 2009 0,48 Euro), extrem rauscharmen und vergleichsweise gut erhältlichen n-Kanal-Feldeffekttransistor aus japanischer Fertigung. Für eigene Versuche können Sie selbstverständlich jeden beliebigen anderen Kleinleistungstyp verwenden.

Die Bauteile der Testschaltung im Überlick:
   Ub8,4 V
D1, D2, D3  1N4148
T12SK170
R15,11 kΩ
R21 kΩ
R31 kΩ
P12,2 kΩ
P2220 Ω
C11 μF
C21 μF
C310 μF



Messung und Meßergebnisse

Die Testschaltung wurde mit einem 9-V-Akku mit einer Nennspannung von 8,4 V versorgt. Verwendet wurde als Signalquelle das Ausgangssignal einer qualitativ hochwertigen, externen Soundkarte mit 24 Bit Auflösung und 96 kHz Abtastrate. Bevor jemand wegen der digitalen Technik die Nase rümpft, sollte er sich in Bild 2 das Ausgangsspektrum dieser Signalquelle ansehen: Ein amplitudenstabiles Sinussignal mit einer Dämpfung der ersten Oberwelle (auch k2 genannt) von -103,5 dB entsprechend 0,0007% Klirrfaktor und der zweiten Oberwelle (auch k3 genannt) von -101,5 dB entsprechend 0,0008% Klirrfaktor sind mit rein analogen Mitteln nur extrem schwer zu erreichen.


Spektrum des Eingangssignals
Bild 2: Spektrum des Eingangssignals

Für die Messung wurde zuerst die Verstärkung der Sourceschaltung so eingestellt, daß ihre Ausgangsspannung exakt das Zehnfache der Eingangsspannug betrug. Sodann wurde die Eingangsspannung mit einem passiven Spannungsteiler so eingestellt, daß der Ausgangsspannungshub (also Spitze zu Spitze) exakt 2810 mV betrug. Bei einem sinusförmigen Eingangssignal von 100 Hz mit einer Amplitude von 281 mVss, was einen Ausgangsspannungshub von 2810 mVss nach sich zog, ergab sich das in Bild 3 gezeigte Spektrum.

Spektrum bei Ausgangssignal 2810 mVss
Bild 3: Spektrum bei Ausgangssignal 2810 mVss

Wie man sieht, sind neben dem verstärkten Eingangssignal im Ausgangssignal leider zusätzliche Frequenzen vorhanden, die durch Verzerrung der Signalform entstanden sind. Die Amplitude der ersten Oberwelle (auch als k2 bezeichnet) ist gegenüber dem Nutzsignal um 38,5 dB gedämpft, was 1,19% entspricht. Die Amplitude der zweiten Oberwelle (auch als k3 bezeichnet) liegt bereits 55 dB darunter, was 0,18% entspricht. Die Amplitude aller weiteren Oberwellen sind im Vergleich so gering, daß sie nicht der Rede wert sind.

Spektrum bei Ausgangssignal 500 mVss
Bild 4: Spektrum bei Ausgangssignal 500 mVss

Verringert man die Eingangsspannung und damit auch die Ausgangsspannung, reduzieren sich die Verzerrungen drastisch. Bei einem Ausgangsspannungshub von 500 mVss (also 15 dB weniger als 2810 mVss) reduziert sich k2 auf 53,5 dB unter dem Nutzsignal entsprechend 0,21% und k3 auf 85,5 dB entsprechend 0,005%.

Wie hoch das Ausgangssignal auch immer ist, produziert die Sourceschaltung in erster Linie Verzerrungen mit doppelter Grundfrequenz (k2), und nur einen geringen Anteil mit dreifacher Grundfrequenz (k3), solange der maximale Aussteuerbereich nicht überschritten wird.

Klanglich deutlich schlimmer als harmonische Verzerrungen sind jedoch Intermodulationsverzerrungen. Es handelt sich dabei um Summen- und Differenzfrequenzen, die beim Einspeisen eines Signals mit mehr als nur einer Frequenz entstehen. Für den Test wurde dem 100-Hz-Eingangssignal ein weiteres Signal mit 120 Hz hinzugefügt, das 1/4 der Amplitude besaß (also -12 dB).

Intermodulationsverzerrungen bei 2810 mVss
Bild 5: Intermodulationsverzerrungen bei 2810 mVss

Aufgrund der nicht absolut geraden Kennlinie treten im Ausgangssignal neben dem um Faktor 10 verstärkten Eingangssignal nicht nur die jeweiligen Oberwellen der beiden Eingangsfrequenzen auf (also 200 / 240 Hz, 300 / 360 Hz, 400 / 480 Hz usw.), sondern auch deren Summen- und Differenzfrequenzen. Als Differenzfrequenz tritt in erster Linie 120 Hz - 100 Hz = 20 Hz mit gegenüber dem 100-Hz-Signal um 44,5 dB abgeschwächt ist. Das so enstandene 20-Hz-Signal wiederum besitzt Oberwellen und interagiert zusätzlich mit allen anderen vorhandenen Frequenzen. Letztendlich werden also eine ganze Menge von Frequenzen zusätzlich erzeugt, die selbstverständlich nicht erwünscht sind und zu mehr oder weniger großen Klangbeeinträchtigungen führen.

Deutlich übersichtlicher sieht das Bild erfreulicherweise bei einem Ausgangsspannungshub von 500 mVss (siehe Bild 6) aus. Die Intermodulationsverzerrungen sprich die zusätzlich erzeugten Frequenzen sind ganz erheblich geringer als bei 2810 mVss.

Intermodulationsverzerrungen bei 500 mVss
Bild 6: Intermodulationsverzerrungen bei 500 mVss

Im Vergleich zu Bild 4 sind zusätzlich zu den Spektrallinien der zusätzlichen Eingangsfrequenz 120 Hz und seiner Oberwellen nur ganz wenige zusätzliche Frequenzen hinzugekommen. Im wesentlichen sind es lediglich die Differenzfrequenz der beiden Eingangssignale, die bei 20 Hz mit einer Dämpfung von 74,5 dB gegenüber dem 100-Hz-Signal ins Auge sticht, und geringe Peaks bei 80 und 140 Hz.


Fazit

Die Sourceschaltung arbeitet bei geringem Ausgangshub sehr linear und besitzt einen recht geringen Klirrfaktor, der zusätzlich hauptsächlich durch die erste Oberwelle (d.h. k2) repräsentiert wird, die weithin als ohrenfreundlich gilt. Die Intermodulationsverzerrungen sind dabei ebenfalls gering. Für eine derart einfache Schaltung mit nur einem einzigen aktiven Element sind die Ergebnisse fast schon überraschend gut. Steigt der Ausgangsspannungshub, nehmen jedoch sowohl die Verzerrungen als auch die Intermodulationsverzerrungen überproportional zu.

Wünscht man bessere Werte, kann man auf  Bipolartransistoren ausweichen, die dank der stärkeren Gegenkopplung deutlich bessere Werte versprechen. Alternativ kann man natürlich auch versuchen, das Verhalten mit weiteren FETs zu linearisieren.  Röhren sind hingegen keine Alternative, da bei diesen die Meßwerte schlechter als bei FETs sind. Als Stand der Technik gelten hingegen  Operationsverstärker. Selbst extrem preiswerte Typen arbeiten innerhalb ihres zulässigen Aussteuerbereichs extrem linear und übertreffen Schaltungen mit einem einzigen aktiven Element bei weitem. Zudem kostet ein normaler OpAmp weniger als ein diskreter Feldeffekttransistor, obwohl etliche OpAmps auf Feldeffekttechnologie basieren. Wo immer es möglich ist und eine lineare Verstärkung gewünscht wird, sollte man daher Operationsverstärkern den Vorzug geben.
  

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