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Verwendung von Kondensatoren
 
   
 
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Inhalt:
Allgemeines
RC-Filter
RC-Tiefpaßfilter
RC-Hochpaßfilter
Flankensteilheit
Glättungskondensator
Zeitbestimmende Elemente
EMV-Schutzkondensatoren
 Weitere Themen:
Kondensator (Grundlagen)
Kondensatortypen
Eigenschaften


Allgemeines

In  Kondensator,  Kondensatortypen und  Kondensatoren im Gleich- und Wechselstromkreis sind die Grundlagen zu Kondensatoren beschrieben. Hier können Sie nun erfahren, wie und vor allem zu welchem Zweck man Kondensatoren in der Praxis anwendet. Auch hier wurde wieder versucht, mit möglichst wenig Formeln auszukommen.


RC-Filter

Eine zentrale Grundschaltung der Elektronik ist das RC-Glied. Dieses besteht aus einem Kondensator und einem hierzu in Reihe geschalteten Widerstand, der den Strom begrenzt, mit dem der Kondensator geladen und entladen wird. Hierbei gibt es zwei Verschaltungsarten, die sich in ihrem elektrischen Verhalten unterscheiden. Es handelt sich dabei um RC-Tiefpaßfilter bzw. um RC-Hochpaßfilter.


RC-Tiefpaßfilter

Wie der Name schon sagt, läßt ein Tießpaßfilter (oft nur Tiefpaß genannt) Frequenzen mit niedriger Frequenz nahezu unverändert passieren, während hohe Frequenzen abgeschwächt werden. Die Verschaltung des RC-Tiefpass ist in Bild 1 dargestellt:

Schaltung RC-Tiefpaßfilter
Bild 1: RC-Tiefpaßfilter

Am Eingang legt man die Spannung Ue an und erhält am Ausgang die Spannung Ua. Der Widerstand sorgt dafür, daß sich der Kondensator nicht augenblicklich auf die am Eingang anliegende Spannung aufladen kann. Sofern es sich bei der Eingangsspannung nicht um Gleich- sondern um Wechselspannung handelt, ist die Ausgangsspannung nicht identisch mit der Eingangsspannung. Dadurch, daß infolge des Widerstands nur ein begrenzter Strom fließen kann, lädt sich der Kondensator nicht augenblicklich bei einem Spannungssprung auf die jeweils andere Spannung auf. Vielmehr geschieht dieser Aufladevorgang mit begrenzter Geschwindigkeit. Zudem nimmt diese Geschwindigkeit immer weiter ab, je näher sich die Kondensatorspannung der Eingangsspannung nähert, weil die Spannungsdifferenz und damit der Ladestrom immer weiter abnimmt. Es ergibt sich daher bei rechteckförmiger Eingangsspannung folgender Spannungsverlauf am Kondensator:


Bild 2: RC-Glied mit Rechteckspannung niedriger Frequenz

Wenn man die Frequenz erhöht, erreicht die Kondensatorspannung aufgrund des begrenzten Ladestroms die Eingangsspannung nicht mehr ganz, sondern muß die Spannung schon dann ändern, wenn er den Endwert noch gar nicht ganz erreicht hat, siehe Bild 3:


Bild 3: RC-Glied mit Rechteckspannung höherer Frequenz

Erhöht man die Frequenz noch weiter, nimmt die Amplitude immer weiter ab. Der Grund liegt darin, daß die benötigte Zeit zum Umladen des Kondensators immer gleichbleibt, aber die zur Verfügung stehende Zeit mit zunehmender Frequenz immer weiter abnimmt. Denn die Polarität ändert sich schon dann wieder, wenn sich die Kondensatorspannung gerade einmal ein wenig in die andere Richtung verändert hat:


Bild 4: RC-Glied mit Rechteckspannung hoher Frequenz

Spannungen niedrigerer Frequenz läßt der RC-Tiefpaß also mit nahezu unveränderter Amplitude durch, während die Amplitude bei höheren Frequenzen zurückgeht. Der Signalverlauf entspricht in keinem Fall mehr dem Original, was vor allem Leute, die an Audio- und womöglich HiFi-Anwendungen denken, sehr erschrecken wird. Die Erklärung ist leider nicht so einfach anschaulich zu führen, wie dies bisher der Fall war. Ein Tiefpaß läßt nämlich nur Frequenzen bis zu einer bestimmten Eckfrequenz passieren und dämpft Frequenzen oberhalb dieser Grenzfrequenz. Eine rechteckförmige Spannung enthält außer der sinusförmigen Grundfrequenz zahlreiche sinusförmige Oberwellen, die zusammen genau die rechteckförmige Wellenform ergeben (Stichwort Fourier). Diese Frequenzen werden ab der Eckfrequenz des RC-Tiefpasses mit zunehmender Frequenz immer stärker bedämpft, wodurch sich diese auf den ersten Blick etwas eigenartig aussehende Ausgangsspannung ergibt. Solange die Grundfreqenz niedriger als die Grenzfrequenz des Tiefpasses ist, bleibt die Amplitude so gut wie unverändert, aber die Signalform ändert sich ein wenig. Der Grund liegt darin, daß die Amplitude der Oberwellen verringert wird, und das auch noch unterschiedlich stark - je höher deren Frequenz desto stärker. Der übrigbleibende Rest, also das durchgelassene Signalgemisch, besitzt daher die auf den ersten Blick etwas seltsam anmutende Form.

Wenn man den Versuch mit einem Sinussignal wiederholt, wird man feststellen, daß die Signalform immer erhalten bleibt, egal welche Frequenz anliegt. Da ein Sinussignal keinerlei Oberwellen besitzt, kann man auch keine Oberwellen wegfiltern. Allerdings wird man feststellen, daß Ein- und Ausgangsspannung mit zunehmender Frequenz eine Phasenverschiebung zueinander bekommen, die umso größer ist, je höher die Frequenz ist.

  
Bild 5a: Niedrige Frequenz Bild 5b: Mittlere Frequenz Bild 5c: Hohe Frequenz

Wie man sieht, sind Ein- und Ausgangsspannung bei niedriger Frequenz gleich groß und in Phase. Bei bei einer bestimmten Frequenz beträgt die Phasenverschiebung -45°, während die Ausgangsspannung ein wenig geringer geworden ist. Bei hohen Frequenzen nimmt die Ausgangsspannung immer weiter ab, während sich die Phasenverschiebung immer weiter -90° annähert. Das Minuszeichen vor dem Wert der Phasenverschiebung bedeutet, daß die Ausgangsspannung der Eingangsspannung nacheilt. Das Nacheilen wie auch der Amplitudenrückgang ist leicht erklärbar: Der Widerstand begrenzt den Ladestrom des Kondensators, weshalb auch seine Spannung der Eingangsspannung immer hinterherhinkt. Je höher die Frequenz ist, desto geringer ist die Zeit, mit dem der Kondensator mit dem begrenzten Strom geladen werden kann. Als direkte Folge kann er sich bei hoher Frequenz nicht auf den Wert der Eingangsspannung aufladen. Je höher die Frequenz, desto geringer ist daher die Ausgangsspannung.

Wenn man in einem breiten Frequenzbereich bei konstanter Eingangsspannung die Spannung und die Phasenlage des Ausgangssignals mißt, kann man aus den Meßwerten das nachfolgende Diagramm erstellen. Als H(jω) bezeichnet man die Übertragungsfunktion des Tiefpasses, wobei H einfach der Name der Funktion ist, während jω (ω = griech. Omega) lediglich angibt, daß die Funktion eine komplexe Abhängigkeit von der Frequenz besitzt. Komplex deshalb, weil die Funktion gleichzeitig Frequenzgang und Phasengang beschreibt. Der Betrag der Übertragungsfunktion ist identisch mit dem Frequenzgang, der im Diagramm logarithmisch dargestellt ist. Deshalb ist die y-Achse des oberen Diagramms mit log( |H(jω)| ) beschriftet. Im unteren Diagramm ist der Phasengang von H(jω) sprich die Abhängigkeit der Phasenverschiebung von der Frequenz dargestellt. Die Phasenverschiebung wird meistens als φ bezeichnet (φ = griech. Phi, ausgesprochen wie "Vieh").

Frequenzgang und Phasengang eines RC-Tießpaßfilters
Bild 6: Frequenzgang und Phasengang eines RC-Tiefpaßfilters

Bei der Frequenz, bei der eine Phasenverschiebung von -45° auftritt, sinkt die Ausgangsspannung auf ca. 70,7%, was in logarithmischer Schreibweise -3 dB entspricht. Diese Frequenz bezeichnet man als Grenzfrequenz des RC-Tiefpasses. Diese Frequenz kann man nach folgender Formel aus den Werten von R und C berechnen (ohne Herleitung):
Grenzfrequenz eines RC-Tießpaßfilters

Diese Schaltung ist das einfachste Tiefpaßfilter, das es in der Elektronik gibt, und wird sehr oft verwendet. Es hat allerdings den Nachteil, daß seine Flankensteilheit nur 20 dB pro Dekade beträgt, was 6 dB pro Oktave entspricht. Darunter versteht man, daß oberhalb der Grenzfrequenz die Abschwächung um 20 dB zunimmt, wenn man die Frequenz verzehnfacht, bzw. um 6 dB, wenn man die Frequenz verdoppelt. Im Vergleich dazu würde ein ideales Tiefpaßfilter alle Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz unverändert durchlassen und oberhalb vollständig sperren. Diesen Idealzustand kann allerdings kein Filter erreichen, aber man kann die Flankensteilheit mit speziellen Schaltungen erhöhen, in denen mehrere RC-Tiefpässe zum Einsatz kommen.

Ein weiterer Nachteil ist, daß die Ausgangsspannung durch die nachfolgende Schaltung nicht belastet werden sollte. Denn bei Belastung verschlechtern sich wesentliche Eigenschaften. Bei ohmscher Belastung wird der Übergang in den Sperrbereich flacher, und bei kapazitiver Belastung ändert sich die Grenzfrequenz. Zudem sollte der Ausgangswiderstand der Signalquelle möglichst 0 Ω betragen. Denn der Ausgangswiderstand liegt in Reihe mit dem frequenzbestimmenden Widerstand R des Tiefpaßfilters und beeinflußt die Grenzfrequenz. Aus diesem Grund werden RC-Tiefpässe oft zusammen mit aktiven Bauelementen verwendet.


RC-Hochpaßfilter

Ein Hochpaßfilter funktioniert genau umgekehrt wie ein Tiefpaßfilter: Es läßt Frequenzen mit hoher Frequenz nahezu unverändert passieren, während tiefe Frequenzen abgeschwächt werden - je je niedriger die Frequenz desto stärker. Die Verschaltung des RC-Tiefpass ist in Bild 7 dargestellt:

Schaltung RC-Tiefpaßfilter
Bild 7: RC-Hochpaßfilter

Im Vergleich zum in Bild 1 dargestellten Tiefpaßfilter sind lediglich die Bauteile vertauscht. Die erste, ganz offensichtliche Folge ist, daß der Hochpaß Gleichspannung sperrt, weil der Kondensator sich zwischen Ein- und Ausgang befindet. Die Ausgangsspannung entspricht dem Spannungsabfall am Widerstand R. Dieser begrenzt wie auch im Tiefpaßfilter den Ladestrom des Kondensators. Nur sind hier die Verhältnisse umgedreht, da nicht die Kondensatorspannung die Ausgangsspannung ist sondern die Spannung am Widerstand. Diese Spannung berechnet sich gemäß Ohmschem Gesetz zu U = R * I und ist damit proportional zum Ladestrom des Kondensators.


  
Bild 8a: Niedrige Frequenz Bild 8b: Mittlere Frequenz Bild 8c: Hohe Frequenz

Der Ladestrom eines Kondensators (ohne strombegrenzenden Widerstand) eilt der Spannung um exakt 90° voraus. Dies ist annähernd auch der Fall, wenn der Spannungsabfall am Widerstand R sehr klein ist. Denn dann begrenzt R den Ladestrom nur ganz unwesentlich. Dies ist beim RC-Hochpaß bei niedrigen Frequenzen der Fall. Bei höheren macht sich der Widerstand R immer mehr bemerkbar: Dadurch, daß er den Ladestrom begrenzt, kann sich der Kondensator nur zeitlich verzögert aufladen. Die Voreilung des Ladestroms nimmt daher immer weiter ab und geht bei sehr hohen Frequenzen auf nahezu 0° zurück.

Frequenzgang und Phasengang eines RC-Hochpaßfilters
Bild 9: Frequenzgang und Phasengang eines RC-Hochpaßfilters

Wie beim Tiefpaßfilter besitzt auch das Hochpaßfilter eine Grenzfrequenz, die dadurch definiert ist, daß die Phasenverschiebung -45° beträgt. Auch beim Hochpaßfilter sinkt die Ausgangsspannung in diesem Betriebspunkt auf ca. 70,7% der Eingangsspannung ab (entsprechend -3 dB). Seine Grenzfrequenz berechnet sich nach der gleichen Formel wie die eines RC-Tiefpasses:
Grenzfrequenz eines RC-Tießpaßfilters

Seine Flankensteilheit ist mit 20 dB pro Dekade entsprechend 6 dB pro Oktave ebenfalls identisch mit der des Tiefpaßfilters. Auch seine Nachteile sind mit diesem identisch.

RC-Hochpaßfilter kommen sehr häufig zum Einsatz, wenn es darum geht, Gleichspannungsanteile von der nachfolgenden Schaltung fernzuhalten. Der Widerstand R wird dann meistens vom Eingangswiderstand der Schaltung gebildet. Die Grenzfrequenz legt man dabei so tief, daß keine relevanten Frequenzen abgeschwächt werden. Ein Beispiel hierfür ist die Schaltung eines Emitterfolgers:

Emitterfolger
Bild 10: Schaltung eines Emitterfolgers

C1 entspricht hierbei dem Kondensator C der Schaltung in Bild 1. Der Widerstand R wird durch die Parallelschaltung von R1, R2 und dem Eingangswiderstand des Transistors gebildet. C2 bildet mit dem Eingangswiderstand der (nicht dargestellten) nächsten Stufe einen weiteren Hochpaß und sorgt dafür, daß der Ausgang gleichspannungsfrei ist.


Flankensteilheit

Die Flankensteilheit der oben beschriebenen Filter von 20 dB pro Dekade ist nicht sehr hoch. Wenn man beispielsweise ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 20.000 Hz baut, dämpft es Frequenzen mit 200.000 Hz lediglich um eben diese 20 dB. 20 dB entsprechen immerhin noch einem Zehntel der Ursprungsamplitude. Die Filterwirkung ist also nicht sehr stark.

In der Elektronikpraxis sind oft deutlich steilere Filter wünschenswert. Ein gutes Beispiel sind  CD-Abspielgeräte der ersten Generation. Bei diesen soll die höchste wiederzugebende Frequenz von 20.000 Hz möglichst unbeeinflußt durchgelassen werden, während die Taktfrequenz von 44.100 Hz und ihre ganzzahligen Vielfachen möglichst vollständig unterdrückt werden sollen. Mit rein passiven RC-Filtern kann man diese Anforderungen nicht erfüllen, weil sie bei der dafür notwendigen Reihenschaltung durch die Belastung durch die jeweils nachfolgende Filterschaltung den Übergang von Durchlaß- zu Sperrbereich immer mehr verschleifen. Das Filterverhalten wäre daher völlig unbefriedigend.

Die Flankensteilheit kann man erhöhen, wenn man den Widerstand R im RC-Tiefpaß durch eine  Induktivität ersetzt. Beim sogenannten LC-Tiefpaß nimmt mit zunehmender Frequenz die Impedanz der Induktivität zu, während die Impedanz des Kondensators abnimmt. Folge ist eine höhere Flankensteilheit - in der Theorie exakt die doppelte. Da die Kombination einer Induktivität mit einem Kondensator einen Schwingkreis ergibt, muß man ihn geeignet bedämpfen, damit sich keine unerwünschte Resonanzüberhöhung ergibt.

Wenn man RC-Filter mit aktiven Bauelementen kombiniert, kann man auf die Verwendung der oftmals problematischen Induktivitäten verzichten und trotzdem durch Rückkopplung die Filtereigenschaften deutlich verbessern. Zudem kann man mehrere Stufen hintereinanderschalten, ohne das Verhalten im Durchlaßbereich zu verschlechtern, wie dies bei rein passiven Filtern der Fall ist. Dadurch kann man bei geeigneter Dimensionierung nahezu beliebig hohe Flankensteilheiten erreichen. Im Audiobereich verwendet man als aktive Bauelemente aufgrund ihrer nahezu idealen Eigenschaften sogenannte  Operationsverstärker.


Glättungskondensator

Kondensatoren werden in Form von Elkos (=Elektrolytkondensatoren) häufig als Glättungskondensatoren verwendet. In Netzteilen werden sie zur Glättung des pulsierenden Gleichstroms eingesetzt, der durch Gleichrichten einer Wechselspannung entsteht. Denn Ziel ist es, eine Gleichspannung mit möglichst geringer Welligkeit als Betriebsspannung bereitzustellen. In Bild 11 ist ein solches typisches Netzteil dargestellt, das aus einem Transformator, einem Gleichrichter und einem Elko besteht:

Netzteil mit Glättungskondensator
Bild 11: Glättungskondensator in einem Netzteil

Der Transformator TR1 transformiert die Netzspannung auf den gewünschten Wert herunter. Die Gleichrichterbrücke GB1 erzeugt aus der Wechselspannung eine pulsierende Gleichspannung. Der Glättungskondensator C1 lädt sich dabei auf den Scheitelwert dieser pulsierenden Gleichspannung auf und überbrückt die Lücken, indem er währenddessen als Spannungsquelle wirkt. Dies passiert automatisch, sobald die vom Trafo über den Gleichrichter gelieferte Spannung kleiner als die Kondensatorspannung wird. Der Kondensator gibt dabei einen Teil seiner gespeicherten Ladung an den (nicht eingezeichneten) Verbraucher ab und verliert dabei etwas an Spannung. Der Spannungsverlauf ist in Bild 12 dargestellt.

Netzteil mit Glättungskondensator
Bild 12: Spannungsverlauf mit Glättungskondensator

Blau ist hierbei die pulsierende Gleichspannung dargestellt, die hinter dem Brückengleichrichter ohne Kondensator auftritt und rot die Ausgangsspannung mit Kondensator. Wie man sieht, wird der Kondensator nachgeladen, sobald die pulsierende Gleichspannung größer als die aktuelle Spannung des Kondensators und damit der Ausgangsspannung ist. Der Elko ist so dimensioniert, daß er sich auch bei dem größten denkbaren Laststrom, den die zu versorgende Schaltung benötigt, nur so langsam entlädt, daß die Welligkeit der Spannung einige Volt nicht überschreitet. Die Welligkeit macht sich je nach angeschlossenem Verbraucher als störendes Netzbrummen bemerkbar. Man kann sie verringern, indem man einen Elko mit größerer Kapazität verwendet.


Stützkondensator

Eine Anwendung, die der vorangegangenen sehr ähnlich ist, ist der Einsatz als Stützkondensator z.B. bei Digitalschaltungen. Vor allem CMOS-Digitalschaltungen haben die unangenehme Eigenschaft, im Umschaltmoment einen sehr hohen Strom zu ziehen. Der im Vergleich zum statischen Betrieb extrem stark erhöhte Stromverbrauch dauert allerdings nur ganz kurz an, nämlich einige Nanosekunden (= Milliardstel Sekunden). Da Leiterbahnen einen zwar geringen aber doch vorhandenen ohmschen Widerstand und vor allem eine geringe Induktivität besitzen, ergibt sich für diese kurze Zeit ein hoher Spannungsabfall auf der Leiterbahn, so daß die Betriebsspannung am Baustein einbricht. Dabei kann es ohne weitere Maßnahmen passieren, daß die für den ordnungsgemäßen Betrieb des Bausteins erforderliche Mindestbetriebsspannung unterschritten wird, so daß Funktionsstörungen auftreten. In Bild 13 ist der Sachverhalt in Form eines Schaltbildes dargestellt, das ein Netzteil zeigt, das einen durch R1 und R2 dargestellten Schaltkreis über eine Leitung versorgt, die einen Leitungswiderstand R und eine Leitungsinduktivität L besitzt. Die statische Grundbelastung ist durch den Widerstand R1 dargestellt. Die Stromspitzen kann man sich durch den erheblich niederohmigeren Widerstands R2 verursacht vorstellen, der über einen Schalter für wenige Nanosekunden parallel zu R1 geschaltet wird.

Spannungsabfall durch Stromspitzen
Bild 13: Spannungsabfall durch Stromspitzen

Das Hauptproblem liegt darin, daß die Leiterbahninduktivität verhindert, daß beliebig schnell Strom nachgeliefert werden kann, denn den ohmschen Widerstand könnte man durch breitere Leiternahnen verringern. Die Betriebsspannung UB bleibt dabei zwar nahezu konstant, aber die Spannung am Verbraucher (US) bricht für einen kleinen Augenblick stark ein. Da man die Leiterbahninduktivität nicht vermeiden kann, muß man einen anderen Weg gehen: Wenn man bei Stromspitzen nicht schnell genug Strom nachliefern kann, muß man halt salopp gesagt Strom vor Ort zwischenlagern, der dann schnell zur Verfügung steht. Für diese Aufgabe ist ein Kondensator wie prädestiniert: Er kann sehr schnell geladen werden und seine Ladung nahezu beliebig schnell wieder abgeben.

Die notwendige Kapazität ist von der Höhe und der Dauer der Stromspitzen abhängig. Da der Kondensator normalerweise nur wenige Nanosekunden (= Milliardstel Sekunden) "Stromausfall" überbrücken muß, reicht in aller Regel eine Kapazität von lediglich ca. 10-100 nF locker aus. Man verwendet als Stützkondensatoren vorzugsweise Kondensatoren mit sehr niedrigem Innenwiderstand und ordnet sie so dicht wie möglich an den einzelnen Stromverbrauchern jeweils zwischen den Betriebsspannungsanschlüssen an.

Einsatz eines Stützkondensators
Bild 14: Einsatz eines Stützkondensators

Durch die räumliche Nähe zum Stromverbraucher werden hohe Induktivitäten vermieden, weshalb bei Stromspitzen sofort Strom geliefert werden kann und sich so der Spannungsabfall in Grenzen hält (ganz vermeiden kann man ihn nicht, da ein Kondensator Spannung "verliert", wenn er Strom abgibt). Gleichzeitig fließen hohe Ströme nur auf dem kurzen Weg zwischen Stützkondensator und Verbraucher, so daß die dadurch hervorgerufenen EMV-Störungen stark bedämpft werden, weil eine sehr kurze Leiterbahn im relevanten Frequenzbereich nicht sehr gut als Antenne wirkt. Aus diesem Grund werden derart eingesetzte Kondensatoren auch als Abblockkondensatoren bezeichnet.


Zeitbestimmende Elemente

Bei einem RC-Glied braucht der Kondensator eine gewisse Zeit, um sich bei angelegter Spannung über den Widerstand aufzuladen und eine gewisse Zeit, um sich darüber zu entladen, wenn man Massepegel anlegt. Diese Zeit hängt nur von der Dimensionierung, d.h. von den Bauteilewerten von R und C ab. Diese Eigenschaft kann man dazu benutzen, um Oszillatoren, Taktgeber o.ä. aufzubauen. In Bild 15 ist als Beispiel ein sehr einfacher Oszillator dargestellt:

Einfacher Oszillator
Bild 15: Einfacher Rechteckoszillator

Das zentrale aktive Element ist ein sogenannter invertierender Schmitt-Trigger. Die Schaltung funktioniert folgendermaßen: Die Ausgangsspannung des Schmitt-Triggers kann nur zwei Zustände annehmen, nämlich 0 V oder Betriebsspannung. Wenn die Eingangsspannung die untere Schaltschwelle unterschreitet, schaltet der Ausgang auf Betriebsspannung. Die Folge ist, daß der Kondensator C über den Widerstand R geladen wird. Nach einer gewissen, von R und C abhängigen Zeit wird die obere Schaltschwelle erreicht und der Ausgang schaltet auf 0 V. Der Kondensator entlädt sich dann über den Widerstand. Bei Erreichen der unteren Schaltschwelle wiederholt sich das Spiel von vorne, so daß als Folge eine rechteckförmige Ausgangsspannung entsteht. Die Frequenz läßt sich durch die Wahl des Widerstands- und/oder Kondensatorwerts einstellen.


EMV-Schutz-Kondensatoren

Oftmals werden über Kabel übertragene niederfrequente Signale durch ungewollt eingekoppelte hochfrequente Signale überlagert (z.B. starke Rundfunksender). Diese hochfrequenten Signale beeinträchtigen dann oft die eigentliche Funktion des jeweiligen Geräts. Bei Audiogeräten können dies beispielsweise hörbare Störgeräusche sein. Bei Steuerungssystemen könnten durch EMV-Einstreuungen Sensorsignale derart verfälscht werden, daß das Gerät völlig falsche Ausgangswerte liefert. Wenn z.B. das Luftmassensignal des Motorsteuergeräts Ihres Autos gestört wird, wird entweder zuviel oder zuwenig Benzin eingespritzt, so daß der Motor stottert, ausgeht oder sogar Auslaßventile, Kolben bzw. Katalysator verschmoren.

Den Einfluß hochfrequenter Einstreuungen kann man stark vermindern, wenn man direkt am Eingang die hochfrequenten Spannungen dämpft. Hierzu verwendet man kleine Kondensatoren, die man möglichst dicht am Stecker zwischen Signal und Masse schaltet. Denn Kondensatoren bilden für hohe Frequenzen einen niederohmigen Pfad, so daß hochfrequente Spannungen am Eingang nahezu kurzgeschlossen werden.

EMV-Schutzkondensator
Bild 16: EMV-Schutzkondensator

Wichtig ist dabei, daß die EMV-Schutzkondensatoren direkt am Stecker eingesetzt und klein genug gewählt werden, daß sie die Nutzsignale nicht nennenswert beeinflussen. Üblich sind ca. 100 pF bis wenige nF. Aufgrund ihrer guten HF-Eigenschaften verwendet man hierfür gern Keramikkondensatoren.
  

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